ＧＫアンプ入力容量補償回路の考察　　　　　　　　　　　　　　　　　最新改定　2020.May.26　JH3FJA

１.まえがき

２.真空管ＧＫアンプの入力回路

３.抵抗負荷への並列容量の影響

４.色々な補償回路の方式

５.参考資料

１．まえがき

　電極間容量が大き目の電力真空管によるＧＫアンプにおける入力容量補償回路について考察したものです。
　ＪＡ０ＶＩ局がFaceBook真空管無線機グループに投稿されたカソード接地リニアアンプのグリッドドライブシャント抵抗を２００オームに採ると電極間容量80PF程によってドライブ側からみた整合が大きく崩れるとのもので、エキサイタ送信機から１：４トランスを経て昇圧するも高い周波数側で必要グリッド電圧に到達できないとの課題です。

２．真空管ＧＫアンプの入力回路

　回路構成としては 図１のようにシンプルで 信号源インピーダンス５０オームのドライブ要素を１：４トランスで受け２００オームシャント抵抗で電圧変換、その際に電極間や配線の持つ静電容量がドライブ側との整合を乱す要素です。

図１　対象回路構成

３．抵抗負荷への並列容量の影響

　ＲとＣの並列から成る負荷に対する整合状態（負荷抵抗が信号源インピーダンスに等しい）からのズレ（反射の増大）は 周波数に依存し変化するＣの容量性リアクタンスに流れる電流の変化で生じます。 この電流は抵抗側の電流に比べ９０ｄｅｇ進んだ位相です。
　抵抗負荷に並列形態で付加された静電容量が信号源と抵抗負荷との間の整合状態への影響程度を診てみます。 左側 図２ は信号源インピーダンス／負荷抵抗２００オームのケース、右側 図３ は信号源インピーダンス／負荷抵抗５０オームのケースです。
整合維持を SWR １．５、Ｓ１１でみて −１４ｄＢを上まわらない範囲とするならば、Ｒ／Ｘｃが０．４以下に維持しておくことが目安になります。 Ｒは抵抗負荷の抵抗値、Ｘｃは抵抗負荷と並列にある静電容量の当該周波数におけるリアクタンス値です。

	図２　信号源インピーダンス２００オーム／負荷抵抗２００オーム		図３　信号源インピーダンス５０オーム／負荷抵抗５０オーム

　ＲＦ回路における整合の程度は リターンロス（Return Loss：不整合減衰量）や ＶＳＷＲ(Voltage Standing Wave Ratio：電圧定在波比) で表されます。 リターンロスはＳパラメータにおけるＳ１１でもあり ここでは回路シミュレータで得られるパラメータ名からＳ１１と呼びます。 整合問題の考察で常用する代表的なSWR値のＳ１１および反射損失分を除く通過電力、到達先の終端でみたシャント電圧の割合は次の表の通りです。

　　　Return Loss = 20log10(VSWR+1/VSWR-1) 　 (dB)　　

ＶＳＷＲ Ｓ１１ Return Loss 有効な通過電力 終端シャント電圧 備考 1.02 -40 dB 100 % 100 % 1.3 -18 dB 98.4 % 99 % 1.5 -14 dB 96.8 % 98.4 % 2 -9.5 dB 88.8 % 93.8 % 3 -6 dB 74.9 % 86.5 % 5.85 -3 dB 50 % 71 %

４．色々な補償回路の方式

（１）並列インダクタンスによる補償

　電極間容量に並列にインダクタンスを入れ並列共振により大きなインピーダンスとし影響を軽減します。シャント抵抗により共振はダンプされはしますが補償周波数範囲は狭く モノバンドのアンプでもない限りハムバンドに対応したインダクタに切り替える必要が生じます。

図４　並列インダクタンスによる補償 R20 ： シャント抵抗 Cｇ ： 電極間容量 Ｌｃ ： 補償インダクタンス Ｌｃ、Cｇの共振周波数を目的周波数範囲の中央に採るよう設計する

　本方式では寄生インダクタンスの大きなホーロー抵抗をシャントに起用する場合でも 図５ のように、これを補償インダクタンスの一部に充てることができます。 とはいえ２つのコイルは並列接続での目減り分補償インダクタンスは大き目になってしまうので Ｍ結合（加極性）でインダクタタンスを稼ぐなど ひと工夫が要ります。
　　　参考データ ： ホーロー抵抗の周波数対インピーダンス特性 （群馬大学アナログナレッジより）

図５　並列インダクタンスによる補償 　　（シャント抵抗寄生インダクタも利用） R20 ： シャント抵抗 Ｌｒ20 ： シャント抵抗の寄生インダクタンス Cｇ ： 電極間容量 Ｌｃ ： 補償インダクタンス Ｌｃ、Ｌｒ20、Cｇの共振周波数を目的周波数範囲の中央に採るよう設計する

（２）パイ型フィルタ２Ｃ点利用

　パイ型ローパスフィルタの２段以上の構成において中間部の２Ｃ点（勝手に付けた呼称：パイ１段を２つ従属接続したときに初段の出力と次段の入力キャパシタンスで２倍の静電容量になる点）に陽にコンデンサ部品を置かず電極間容量を代替させフィルタとしての遮断周波数は目的周波数範囲より上に採り整合回路として使う方法です。
　図６ はシャント端２００オーム、２Ｃ点 ８０ＰＦ、ローパスフィルタ特性としてのコーナ周波数をインダクタ定数を選び３３ＭＨｚと２６ＭＨｚに採った２ケースです。

図６　パイ型２段 ２Ｃ点利用 R20 ： シャント抵抗 Cｇ ： 電極間容量 Ｌ1、Ｌ3 ： パイ型フィルタ直列インダクタ Ｃ1、Ｃ3 ： パイ型フィルタ並列キャパシタ （=Ｃg/2） フィルタとしての設計をＣ1、Ｃ3の値ありきで行う 周波数範囲を広げようとコーナ周波数を高めると S11は目減り

＜パイ型の多段化＞

　２Ｃ点が得られる最小の２段構成から段数を増やして行くと Ｓ１１を低く保てる周波数範囲をより広く採ることが可能になります。
　図７ はシャント端２００オーム、２Ｃ点 ８０ＰＦ、ローパスフィルタ特性としてのコーナ周波数をインダクタ定数を選び３３ＭＨｚと２６ＭＨｚに採った２ケースです。
　図８ は「Ｓ１１重視でチューニング」したもので、フィルタ用途では通過域の出力変動は嫌われますが 整合回路としての出力（２Ｃ点）電圧のある程度の変動（ここでは＋−２ｄＢ）を許容すると 低いＳ１１の周波数範囲を若干広く採れるようになります。

図７　パイ型３段 ２Ｃ点利用 R20 ： シャント抵抗 Cｇ ： 電極間容量 Ｌ1、Ｌ2、Ｌ3 ： パイ型フィルタ直列インダクタ Ｃ1、Ｃ3 ： パイ型フィルタ並列キャパシタ （=Ｃg/2） Ｃ2 ： パイ型フィルタ並列キャパシタ （=Ｃg） フィルタとしての設計をＣ1、Ｃ２、Ｃ3の値ありきで行う 周波数範囲を広げようとコーナ周波数を高めると S11は目減り

図８　パイ型３段 ２Ｃ点利用（S11重視調整） 図７の状態からS11重視で各素子定数を調整 L1=L2=L3 の条件を外すと改善も出来得るが調整は複雑化

（３）特許からミューチャルインダクタンス利用の回路

　特許検索で パッシブ回路網の整合回路 を探してみると おもしろそうなのがありました。

　　インピーダンス変成回路 （出願番号2017-086337、公開番号2018-186372）

　図９ に当該回路を、図１０ に負荷との並列コンデンサ４０ＰＦでの結果を、図１１ に負荷との並列コンデンサ８０ＰＦでの結果を 示します。　基本はＬ型２段のインピーダンス整合回路ですが ３つの構成インダクタに結合を持たせ 特にシャント位置のＬＣ直列共振がもたらす位相特性が広い低Ｓ１１周波数範囲の形成に寄与しています。
　ＨＦ帯での実製作はトロイダルコアへのバイファイラ巻きの上に共振用の１線を巻き共振用コンデンサを可変とし巻数調整することで出来そうです。

図９　当該特許回路 　端子１１４ａ：入力端、１１４ｂ：出力端 　コイル１３５、コンデンサ１３３ ：直列共振により減衰極を形成 　コイル１３２、１３４、１３５は結合を有する

図１０　並列キャパシタンス ４０ＰＦ ０．１から３０ＭＨｚの範囲で Ｓ１１､最低でも−１２ｄＢは得られる

図１１　並列キャパシタンス ８０ＰＦ ０．１から３０ＭＨｚの範囲で Ｓ１１､最低でも−５ｄＢは得られる

５．参考資料

5CX1500A Data Sheet

END



改定来歴： 　2020.May.26　作成